567音調解碼器內含鎖相環,可以廣泛用于BB機、頻率監視器等各種電路中。
音調解碼器
本文討論鎖相環電路,介紹NE567單片音調解碼器集成電路。此音調解碼塊包含一個穩定的鎖相環路和一個晶體管開關,當在此集成塊的輸入端加上所先定的音頻時,即可產生一個接地方波。此音調解碼器可以解碼各種頻率的音調。例如檢測電話的按鍵音等。
此音調解碼器還可以用在BB機、頻率監視器和控制器、精密振蕩器和遙測解碼器中。
本文主要討論Philip的NE567音調解碼器/鎖相環。此器件是8腳DIP封裝的567型廉價產品。圖1所示為這種封裝引腳圖。圖2所示為此器件的內部框圖,可以看出,NE567的基本組成為鎖相環、直角相位檢波器(正交鑒相器)、放大器和一個輸出晶體管。鎖相環內則包含一個電流控制振蕩器( CC0)、一個鑒相器和一個反饋濾波器。
Philip的NE567有一定的溫度工作范圍,即0至+70℉。其電氣特性與Philip的SE567大致相同,只是SE567的工作溫度為-55至125℉。但是,567已定為工業標準音調解碼器,有其它若干個多國半導體集成電路制造廠同時生產此集成塊。
例如,Anal.g Device提供三種AD567,EXar公司提供5種XR567,而National Sevniconductor提供3種LM567。這類不同牌號的567器件均可在本文討論的電路中正常工作。因此,本文以下將這類器件通稱為567音調解碼器。
567基礎
567的基本工作狀況有如一個低壓電源開關,當其接收到一個位于所選定的窄頻帶內的輸入音調時,開關就接通。換句話說567可做精密的音調控制開關。
通用的567還可以用做可變波形發生器或通用鎖相環電路。當其用作音調控制開關時,所檢測的中心頻率可以設定于0.1至500KHz內的任何值,檢測帶寬可以設定在中心頻率14%內的任何值。而且,輸出開關延遲可以通過選擇外電阻和電容在一個寬時間范圍內改變。
電流控制的567振蕩器可以通過外接電阻R1和電容器C1在一個寬頻段內改變其振蕩頻率,但通過引腳2上的信號只能在一個很窄的頻段(最大范圍約為自由振蕩頻率的14%)改變其振蕩頻率。因此,567鎖相電路只能“鎖定”在預置輸入頻率值的極窄頻帶內。567的積分相位檢波器比較輸入信號和振蕩器輸出的相對頻率和相位。只有當這二個信號相同時(即鎖相環鎖定)才產生一個穩定的輸出,567音調開關的中心頻率等于其自由振蕩頻率,而其帶寬等于鎖相環的鎖定范圍。
圖3所示為567用作音調開關時的基本接線圖。輸入音調信號通過電容器C4交流耦合到引腳3,這里的輸入阻抗約為20KΩ。插接在電源正電源端和引腳8之間的外接輸出負載電阻RL與電源電壓有關,電源電壓的最大值為15V,引腳8可以吸收達100mA的負載電流。
引腳7通常接地,面引腳4接正電源,但其電壓值需最小為4.75V,最大為9V。如果注意節流,引腳8也可接到引腳4的正電源上。
振蕩器的中心頻率(f0)也由下式確定:
f0=1.1×(R1×C1)..............(1)
這里電阻的單位是KΩ,電容的單位是uF,f0的單位為KHz。
將方程(1)進行相應移項,可得電容C1之值:
C1=1.1/(f0×R1)..............(2)
利用這二個公式,電容和電阻的值均可確定,電阻R1之值應在2至20KΩ的范圍內。然后,再由(2)式確定電容值。
此振蕩器在引腳6上產生一個指數型鋸齒波,而在引腳5上則產生一個方波。此音調開關的帶寬(以及PLL的鎖定范圍)則由C2及567內部的一個3.9KΩ電阻共同確定。而此電路的輸出開關延遲則由C3及集成電路內的一個電阻共同確定。表1列出了Philip的NE567的電氣特性,所有其它廠家不同牌號的567芯片,其特性與表1大致相同。
|
參 數 |
條 件 |
NE567 |
單 位 |
|
最 小 |
典 型 |
最 大 |
|
中
心
頻
率 |
最高中心頻率
中心頻率穩定度
中心頻率分布
中心頻率隨電源的漂移 |
|
|
500
35±140
35±60
0
0.7 |
+10
2 |
kHz
ppm/℃
ppm/℃
%
%V |
|
|
最大檢測頻段
最大檢測頻帶-隨溫度的變化
最大檢測頻帶-隨溫度的變化 |
|
|
14
3
±0.1
±2
|
18
6
|
f0
f0
%/℃
%/℃
|
|
|
輸入電阻
最小可檢測輸入電壓
最大無輸出輸入電壓
最大同時的帶外信號與帶內信號比
最小輸入信號與寬帶噪聲比 |
IL=100mA
IL=100mA
Bn=140kHz |
|
20
20
15
+6
-6 |
25
25
|
kΩ
mVrms
mVrms
dB
dB |
|
|
最快開-關循環速率
“1”輸出漏電流
“0”輸出電壓
輸出下降時間
輸出上升時間 |
V8=15V
IL=30mA
IL=100mA
RL=50Ω
RL=50Ω |
|
f0/20
25
0.2
0.6
30
150 |
0.01
0.4
1.0
|
uA
V
V
ns
ns |
|
|
工作電壓范圍
電源電流(靜止)
電源電流(工作)
靜止功耗 |
|
|
7
12
35 |
9.0
10
15
|
V
mA
mA
mW |
表1
振蕩器設計
圖4和圖5所示為如何使567產生精密的方波輸出。從引腳6處可以獲得非線性鋸齒波,但其用途有限,不過,在引腳5上可獲得性能極佳的方波。如圖4所示,其輸出方波的上升時間和下降時間為20nS。
此方波的峰到峰幅值等于電源電壓減去1.4V。這種方波發生器和負載特性極佳,任何大于1KΩ的電阻性負載均不會影響電路的功能。另外,此方波發生器的輸出也可以加至低阻抗負載,如圖5所示,引腳8輸出端的峰值電流高達100mA,但波形略差。
利用前述的振蕩頻率和電容計算公式(1)和(2),即可確定這類振蕩器的各種參數。同樣的,R1必須限制在2至20KΩ的范圍內。為使計算簡化,節約時間,決定振蕩頻率的元件數值也可以由圖6所示的諾模圖上直接讀出。
例如,需要此567振蕩器工作在10KHz,C1和R1的值可以是0.055uF和2KΩ,或者是0.0055uF和20KΩ。
在567的引腳2上加一控制電壓,即可使振蕩器的工作頻率在一個窄范圍內微調百分之幾。如果加上控制電壓,引腳2應接去耦電容C2,其值應大致為C1的2倍。
圖4和圖5的電路可以用不同的方式修改,如圖7至圖10所示。在圖7中,占空比或傳號/空號之比對所產生的波形而言是完全可變的,借助微調電位器R2,其變化范圍為27∶1至1∶27。另外,在每個工作周期內,C1交替充放電,充電是經電阻R1、二極管D1和R2的左側,而放電則通過電阻R1、二極管D2和R2的右側。只是隨著傳號/空號比率的改變,工作頻率略有改變。
圖8所示的電路可以產生正交方波,此振蕩器在引腳5和8上的二個方波輸出有90°的相位差。在此電路中,輸入引腳3通過接地。如果在引腳3上加有2.8V以上的偏置電壓,則引腳8上的方波有180°相移。
圖9和圖10所示為定時電阻值最大可為500KΩ左右的振蕩器的電路。這樣,定時電容C1之值即可按比例減小。在這二個電路中,在567的引腳6和R1、C1的節點間接有一個緩沖級。
在圖9中,這個緩沖級是一級晶體管射極跟隨器。踞遺憾的是,這一級的引入使波形的對稱性略差。相對應的是,圖10所示電路以一級運算放大器跟隨器作為緩沖級。這樣就不影響波形的對稱性。
567的五個輸出
567的五個輸出端子。其中二個(引腳5和6)提供振蕩器的輸出波形,而第三個輸出端子引腳8,則如前所述為567的主要輸出口。其余的二個輸出端為此解碼器的引腳1和2。
引腳2與鎖相環的相位檢波器輸出端相接,在內部被靜態偏置到3.8V。當567接收到帶內輸入信號時,此偏置電壓隨之改變,且在典型的0.95至1.05倍振蕩器自由振蕩頻率范圍內,偏置電壓的變化與輸入信號頻率呈線性關系。其斜率為每頻偏百分之一有20mV(即20mV/ f0)。
圖11所示為當567作為音調開關時,引腳2輸出和引腳8輸出之間的時間關系。圖中所示為在兩種帶寬(14%和7%)下的時間關系。
引腳1給出567正交相位檢波的輸出。當音調鎖定時,在引腳1上的平均電壓是此電路帶內輸入信號幅度的函數,如圖12的傳輸函數所示。當引腳1上的平均電壓被下拉到3.8V門限值之下時,集電極在引腳8上的內部輸出晶體管就導通。
帶寬的確定
當567被用作音調開關時,其帶寬(中心頻率的百分數)的最大值約為14%。此值與25至250mV均方根值的帶內信號電壓成正比。但是,當信號電壓由200變至300mV時,則不影響帶寬。同時,帶寬反比于中心頻率f0和電容器C2的乘積。實際帶寬為:
BW=1070
BW的單位為中心頻率的百分數(%),而且,Vi≤200mVRMS。式中Vi的單位為V-RMS,C2的單位為uF。
通過試探和誤差處理來選擇C2,一開始可選擇C2的值為C1的2倍。隨后可增加C2的值以減小帶寬,也可減小C2的值以增加帶寬。
檢測帶寬的對稱性
所謂檢測整容的對稱性就是測量此帶寬與中心頻率的對稱程度。對稱性的定義如下:
(fmax+fmin-2f0)/2f
這時fmax和fmin是相應于所檢測頻帶二邊沿的頻率。
如果一個音調開關的中心頻率為100KHz,而帶寬為10KHz,頻帶的邊沿頻率對稱于95KHz和105KHz,這樣,其對稱性為0%。但是,如果其頻帶相當不對稱,邊沿頻率為100KHz和110KHz,其對稱值增加到5%。
如果需要,可以用微調電位器R2和47KΩ的電阻R4在567的引腳2上加一外偏微調電壓,以使對稱值減至0,如圖13所示。將電位器的中間滑動觸點向上移則中心頻率降低,向下移則中心頻率升高。硅二極管D1和D2用作溫度補償。
音調開關設計
以圖3所示的典型電路為基礎,很容易設計出實用的音調開關。頻率控制元件電阻R1和電容C1各值的選定可利用圖6的諾模圖。電容C2容量的選擇可以上述討論為基礎,由實驗確定。一開始可用其容量為C1的兩倍的電容,然后,若有需要可調整其值,以給出所要求的信號帶寬。如果對于頻帶的對稱性要求嚴格,可如圖13所示,加一對稱性調整級。
最后,使C3之值為C2的2倍。并檢查此電路的響應。如果C3太小,引腳8上的輸出可能會在開關期間因過渡歷程而發生脈沖。如C3選擇適當,則整個電路設計完畢。
多路轉接開關
可以從一個音頻輸入饋入任意多個567音調開關,以構成任何所希望規模的多音調開關網絡。圖14和圖15是二種實用的兩級開關網絡。
在圖14中的電路有雙音解碼器的作用。在二個輸入輸入信號中有任一個出現時,都可激勵出一個信號輸出。圖中,二個音調開關是由是一個信號源激勵的,而其輸出則由一個CD4001B型CMOS門集成塊來進行或非處理。圖15所示為二個567音調開關并行聯接,其作用有中一個相對帶寬為24%的單個音調開關。在此電路中,IC1音調開關的工作頻率設計成比IC2音調開關的工作頻率高1.12倍。因此,它們的轉接頻帶是疊合的。
